Diode Bandgap 1.12V (fait maison)

SOURCE DE TENSION DE REFERENCE :

 

Dans les techniques de mesure et de régulation, l'usage de tensions de références est très répandu, puisque l'action de mesurer consiste à comparer une grandeur inconnue à une grandeur
(de référence) connue.

Un des problèmes qui se posent est celui de la plus ou moins grande instabilité de la référence.
Citons trois facteurs d'instabilité ordinaires des sources de tension de référence :

la température, le courant de charge et la tension d'alimentation. Selon le niveau de qualité exigé, plusieurs solutions se présentent.

La diode zener (cf. figure 1) est utilisable à condition que ni la température, ni le courant de charge, ni la tension d'alimentation ne varient trop fortement.

La solution de la figure 2 est générale­ment préférable. L'adjonction de deux résistances et de deux transistors a rendu notre source de tension quasi insensible aux variations de la tension d'alimentation et du courant de charge.

Reste le coefficient thermique que l'on pourrait chercher à améliorer. Toutefois sans espoir d'obtenir des résultats vraiment satisfaisants.       
Les fabricants de circuits intégrés utilisent une source de référence de tension band-gap (c'est à dire la bande interdite entre bande de valence et bande de conduction) pour obtenir de meilleurs résultats eu
égard à la stabilité thermique.
Par band-gap on entend la différence entre deux niveaux d'énergie les plus élevés que peuvent adopter les quatre électrons extérieurs d'un
semi-conducteur.

Les électrons qui se trouvent au niveau énergétique le plus élevé contribuent à la conduction.

A mesure qu'augmente température du matériau, le nombre d'électrons susceptibles de franchir la bande interdite augmente aussi :
les caractéristiques de conductivité du matériau s'améliorent.
Il y a donc un coefficient thermique.
Dans le circuit de la figure 3, le coefficient thermique du miroir de courant T1/T2 et celui de sont opposés l'un à l'autre.

Pour que le circuit fonctionne bien, il faut que la valeur de R2 soit à peut près 10 fois supérieure à celle de R1, et que celle R3 soit établie de telle sorte que UR soit de 1.204V, enfin que les deux transistors soient parfaitement identiques (cette dernière condition ne peut être remplie qu'en faisant appel à des transistors d'u même puce (par exemple des réseaux de transistors comme le CA3086).

La valeur de la résistance R à déterminer en fonction de la tension d'alimentation et du courant de sortie maximal. Il ne faut pas perdre de vue qu'à vide, ce courant circule à travers T3, ce qui va se traduire par des variations de température dues à la dissipation de puissance dans T3.

Il est donc préférable de ne pas laisser ce type source de tension de référence hors charge.

Un avantage supplémentaire d'un circuit comme celui-ci est qu'il se contente d'une tension d'alimentation de 1.5V seulement.

Dans le cadre ci-contre apparaît la démonstration de la stabilité thermique de cette source de tension de référence.

La tension de référence UR est obtenue ainsi :
UR = UBE(T3) + i2 * R2.

La valeur choisie pour R1 et R2 est telle que :
i1 = 10 * i2

D'où il découle la différence :
UBE(T1) - [ UBE(T2) * i1 ] = 10 * i2 qui apparaît sur R3.

Lorsque le gain du transistor T2 est suffisant, la quasi totalité de i2 circule à travers R3 :
i2 = [ UBE(T1) - UBE(T2) ] / R3 et UR = UBE(T3) + [ UBE(T1)  - UBE(T2) ] * (R2 / R3)

Pour deux transistors identiques et des courants IBE différents, on aura :

k = constante de Boltzmann (1.3805*10e-23 J/°K)
T = température absolue (°K)
q = charge d'un électron (1.6021*10e-19 C)
I = courant
UBG = potentiel bandgap (1.204V)
UBEo = tension émetteur-base du transistor à To et iCo
UBE = UBG(1-T/To) + UBEo(T/To) + (ηkT/q) Ln(To/T) + (kT/q) Ln(iC/iCo)
( η aproximaivement 1.5 pour un transistor double diffusion)
en référence à l'équation, les deux dernières limites sont tout à fait petites et sont rendues plus petit encore en faisant l'ic changent en tant que température absolue. en tout cas, elles peuvent être ignorées pour maintenant parce qu'elles sont du même ordre que des erreurs provoquées par le comportement nontheoretical des transistors qui doivent être déterminés empiriquement
referring to equation, the last two terms are quite small and are made even smaller by making ic vary as absolute temperature. at any rate, they can be ignored for now because they are of the same order as errors caused by nontheoretical behavior of transistors that must be determined empirically

UBE1 = UBG(1-T/To) + UBE1o(T/To) + (ηkT/q) Ln(To/T) + (kT/q) Ln(iC1/iC1o)
UBE2 = UBG(1-T/To) + UBE2o(T/To) + (ηkT/q) Ln(To/T) + (kT/q) Ln(iC2/iC2o)

et comme UBE1o = UBE2o et iC1o = iC2o
(Transistor supposer identique) ont a :
UBE(T1)
- UBE(T2) = σ * Ln( i1 / i2 ) avec σ = (kT/q)

Pour UBE de T3, on aura :
UBE(T3) = UBG * (1-T/To) + UBEo(T/To)

UR peut être définie ainsi :
UR = UBG * (1-T/To) + UBEo* (T/To) + (σ * R2 / R3) * Ln( i1 / i2 )

La différentiation de cette équation en fonction de la température donne :
dUR/dT = -(UBG/To) + (UBEo/To) + [ (R2 * k) / (R3 * q) ] * Ln( i1 / i2 )

Si R2, R3 et i1 sont choisis de telle sorte que :
(R2/R3) * Ln( i1 / i2 ) = [UBG-UBEo(T3)] * q / ( k * To )

il reste :
dUR/dT = (QFD) d'où l'on déduit la stabilité thermique de la tension de référence.

 

 

bandgap_1-12V_img1.jpg
bandgap_1-12V_img2.jpg

P.S :
Sur le schéma Q1 corespond à Q5 du CI
Sur le schéma Q2 corespond à Q4 du CI
Sur le schéma Q3 corespond à Q3 du CI
Sur le schéma Q4 corespond à Q1 du CI
Sur le schéma Q5 corespond à Q2 du CI

Documentation CA3086

Résultat : (Alimentation fixe de 1,21V)
1,12088V à -20°C
1,112V à +50°C
Soit environs 8,88mV de variation pour une variation de plage de température de -20°C à +50°C
Soit -0,127mV / °C

****************************************************

* Bandgap 1.12V
*TEMPLATE : X^@REFDES %A %K %vRef Bandgap_1-12V

.MODEL BC327 PNP (IS=0.230P NF=1.000 BF=504.327 VAF=26.000 IKF=0.780
+ ISE=39.284F NE=1.944 NR=1.002 BR=23.000 VAR=4.500 IKR=0.195
+ ISC=0.118F NC=3.025 RB=0.800 IRB=0.100M RBM=0.400 RE=0.203 RC=0.262
+ CJE=57.177P VJE=1.000 MJE=0.470 FC=0.750 KF=5.000F AF=1.000
+ CJC=28.600P VJC=1.000 MJC=0.520 XCJC=0.650 TF=0.664N TR=2.600N PTF=1.000
+ XTF=6.350 VTF=2.000 ITF=0.250 XTB=1.700 EG=1.110 XTI=4.800)

****************************************************

.SUBCKT Bandgap_1-12V e+ e- vRef

R1 vRef 109 1.5k
R2 vRef 106 15k
R3 e- 110 1.5k
R4 vRef 102 10k
R5 e- 103 470
R6 104 vRef 10k

Q1 101 102 103 e- QCA3086
Q2 vRef 104 103 e- QCA3086
Q3 102 106 e- e- QCA3086
Q4 106 109 110 e- QCA3086
Q5 109 109 e- e- QCA3086
Q6 vRef 101 e+ e- BC327
.END


face_avans_bandgap_1-12v

face_arriere_bandgap_1-12v

Réglages :

Avec PSpice d'Orcad

** Analysis setup **
.tran/OP 10ns 1ms
.STEP LIN TEMP -20 50 10
.OP

BandGap_1.12V_V1.png

BandGap_1.12V_Transient_Analysis.png

BandGap_1.12V_Parametric.png

BandGap_1.12V_-20C_a_+50C.png

Résultats :


Alimentation Minimum, environs 1,21V avans répercution sur la régulation :

BandGap_1.12V_Alim_Mini.png

Réglage des paramettre de V1 pour que 1,21V < V1 < 2,21V :

BandGap_1.12V_pleine_variation_V1_et_T.png

Amplitude des variations du au températures (pour V1 à 1,21V ):
1,12088V à -20°C
1,112V à +50°C
Soit environs 8,88mV de variation pour une variation de plage de température de -20°C à +50°C
Soit -0,127mV / °C

BandGap_1.12V_amplitude_des_variations_du_au_temperatures.png

Schéma avec Voltages en statique pour alimentation 1.7V :

BandGap_1-12V_sch_and_voltages.png

Test avec LTspice :

1-12V_BandGap.asc (Fichier LTspice du schéma)

BandGap 1.12V_LTspice.png

On remarque que sous LTspice pour le Voltage Vin le plus bas, la tension Vref n'est plus stable.
Il y as donc des différences de simulation entre Orcad Pspice et LTspice.
Si on reste avec une alimentation de l'ordre de 1.7V début du graphique nous avont :

BandGap_1.12V_-20C_a_+50C_LTspice.png

En vert c'est pour -20°C (en haut) : 1.119V
En bleu foncé pour +50°C (en bas) : 1.11V

bandgap_1-12_valeurs_mesure.jpg


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